宽带宽角扫描相控阵雷达技术研究

2004年3月第26卷 第3期

文章编号:1001 506X(2004) 03 0288 03

系统工程与电子技术Systems Engineering and Electronics

Mar. 2004Vol 26 No 3

宽带宽角扫描相控阵雷达技术研究

鲁耀兵, 戴开良, 陈 燕

(中国航天科工集团二院二十三所, 北京100854)

摘 要:针对大型相控阵雷达工作在宽带、宽角扫描的情况下, 瞬时信号带宽受孔径度越时间限制的问题, 从理论上分析了影响相控阵雷达线瞬时带宽提高的因素和接收通道幅相误差对系统性能的影响, 提出了采用射频延迟和视频延迟方法提高相控阵天线瞬时带宽的两种技术途径。并给出在微波暗室里进行的相控阵试验雷达工作在宽带角电扫描情况下成像试验的部分结果, 验证了理论分析的正确性。

关键词:相控阵; 雷达; 成像; 瞬时带宽中图分类号:TN930.1 文献标识码:A

Research of wideband and wide scan phased radar technology

LU Yao bing, DAI Kai liang, CHEN Yan

(Institute No. 23o f The Sec ond Academy, China Ae rospace Science and Indust ry Co rporation, Bei jing 100854, China)

A bstract:When large phased array radars work in wideband wide scan conditions ins tantaneous band width of signal i s li mi ted by the size of aperture. The factors of banwid th li mitation and the effects of receive channels phase and amplitude errors on radar are ana lyzed in theory. Two methods for improving band width of phased array by adopting RF and IF ti me delays are presented. Test Results of high range resolution i mages from a phased array radar in microwave anechoic room are given, which demons trate the validity of the analysis.

Key words:phased array; radar; i naging; instantaneous band width

1 引 言

具有大瞬时带宽和大扫描角的相控阵雷达(如瞬时相对带宽10%, 扫描范围 45 ) 在未来防空武器和测控系统中具有重要作用, 但这种雷达的工程实现比普通相控阵雷达复杂得多。首先, 由于天线孔径渡越时间的影响, 如不采取特别的补偿措施, 相控阵天线的瞬时带宽难以提高; 其次, 由于宽带信号压缩处理的旁瓣大小与信号通道的幅相起伏对一维距离像的影响, 提出了增加相控阵天线瞬时带宽的技术途径, 并利用由宽带相控阵天线组成的微波暗室宽带成像系统进行的电扫实验结果说明了理论分析的正确性。

起空间相位差的较大变化, 从而引起天线波束指向变化, 其量值大小可表示为

f =

B

tan m f 0

(1)

式中:f 0! ! ! 中心频率, B ! ! ! 信号瞬时带宽, m ! ! ! 目标位置偏离阵面法线的角度。

2 2 天线的最大瞬时信号带宽受天线孔径渡越时间的限制

设雷达天线口径直径为L, 目标位置偏离阵面法线 m , 则定义

T A =L sin m /c

(2)

为相控阵天线的孔径渡越时间。在发射状态它反映了天线直径两端两个天线单元辐射信号到达位于 m 方向同一点目标的时间差, 在接收状态则反应了天线直径两端两个天线单元接收来自同一点目标回波信号的时间差。

当天线孔径渡越时间大于信号带宽B 的倒数1/B 时, 阵列两端天线单元接收到的信号经脉冲压缩后将在时间上完全分开, 无法进行相加合成。因此, 为保证信号能有效相加, 要求 T A ∀1/B(注:有些文献取 T A ∀1/10B, 实际上这并不必要) , 即

2 影响相控阵天线瞬时带宽提高的因素

在相控阵雷达中, 扩大天线系统瞬时带宽主要引起两个方面的问题。

2 1 频率变化引起天线波束指向偏移

相控阵天线电扫描的实质是通过改变天线单元的称相值, 使阵内相位差与空间相位差达到平衡, 从而在某一方向形成波束。当天线辐射的电磁波频率在大范围变化时, 将引

收稿日期:2003-06-04; 修回日期:2003-11-19。

第26卷 第3期

1B

宽带宽角扫描相控阵雷达技术研究

∃289∃

T A ∀

这样对信号瞬时带宽的限制为

B ∀

(3)

信号波长! 0所对应的时间延迟一致, 以保证子阵接收机被采样信号的相位不变。

通过改变子阵接收信号取样时间延迟, 使进行数字波束形成的信号矢量X k 变为

X k =[X 1k , X 2(k-1) , X 3(k-2) , %, X m(k-m+1) ]T

接收状态的时间延迟。

(2) 对于发射状态

在发射状态, 发射波形产生器产生的视频数字信号被分成m 路, 并经各自的时延开关后先被调制到中频并进行滤波, 然后再上变频至发射频率, 作为各个子阵的发射激励信号, 经各个发射子阵中的固态模块放大后向空间辐射出去。显然, 这里的m 个实时延迟开关取代了高频馈线网络中的m 个实时延迟线, 从而在视频实现了发射信号的时间延迟。

(10)

用式(10) 的信号矢量代替式(8) 的信号矢量, 就完成了

L sin m

(4)

若天线直径L =3. 4m , 扫描 5 , 代入计算得B =125MHz 。m =4因此为满足500MHz 以上大瞬时带宽的要求, 必须采取特殊措施, 以减小天线孔径渡越时间, 扩大相控阵天线瞬时带宽。天线孔径渡赵时间示意图如图1所示。

3 增加相控阵天线瞬时带宽的方法

3 1

采用射频延迟技术

假设在阵列内第N 个单元插入一个长度为l 的时间延迟线, 其时延为 0=l/c , 相应地, 第i 单元插入的延迟线长度与时延分别为il/(N -1) 与

i 0/(N -1) , 这样天线的孔径渡图1 天线孔径渡越时间示意图越时间将由T 0减为

T #0

=T 0- 0, 阵列始末两端的相位差为

L sin 0

-c

l c

(5)

4 接收通道幅相起伏对一维距离像旁瓣的影响

当宽带接收通道存在带内幅度相位起伏时, 对宽带接收回波的压缩处理难以得到较好的脉压波形, 因此, 在宽带相控阵雷达系统设计中, 必须对接收通道的幅度相位起伏提出严格的要求。4 1 理论分析

理想接收机幅度特性与频率无关, 相位随频率线性变换, 但实际系统都会存在幅度与相位失真, 若仅考虑一次波

(6)

动, 如图2所示, 则一路接收机的幅相特性可表示为

A (∀) =a 0+a 1cos l ∀B (∀) =b 0∀+b 1sin l ∀

(7)

近似为

s o (t) =a 0[s i (t +b 0) +

a 1(+b 1) s i (t +b 0+l ) +2a 0

(13) (11) (12)

T #0=

因此, 由于信号频率变换引起的波束指向的偏移由式(1) 变为

0 f # (1-) tan 00=-f 0T 0

对信号瞬时带宽的限制将由式(4) 变为

1

B ∀

L ∃sin 0-l

若输入信号为s i (t) , 根据成对回波理论分析, 其输出可

由式(6) 可知, 在采用实时延迟线后, 天线波束指向和信号瞬时带宽受天线孔径渡越时间的影响减小。在实际工程中, 当天线单元数较多时, 为了节省设备, 实时时间延迟通常在子阵级别上进行。3 2 采用视频延迟技术

上述实时时间延迟线的方法是在高频实现的, 在采用DBF 技术的固态相控阵中也可以在视频实现时间延迟。

(1) 对于接收状态

在接收状态, 由于采用了数字波束形成技术, 因此在视频进行时间延迟比较容易实现。设第i 个子阵的接收信号在第k 个采样时刻的值为:X ik =I ik +j Q ik (i =1, 2, %, m) , 则k 时刻的信号矢量为

X k =[X 1k , X 2k , %, X mk ]T

k

1a 1(-b 1) s i (t +b 0-l) ]2a 0

由此可见, 接收机带内幅度与相位起伏的增加(即a 1和b 1的增加) 将增大成对回波的幅度, 从而减小图像的辉度和动态范围。

当采用多路接收机和DBF 技术时, 不仅应严格限制每个接收通道的带内幅度相位起伏, 而且对接收通道之间的一致性也必须提出严格要求。由式(13) 可知, 多路接收通道之间幅度的不一致性(即a 1的不一致性) 将影响天线方向图, 从而影响横向分辨, 它们之间相位的不一致性(即b 1的不一致性) 不仅影响天线方向图, 从而影响横向分辨, 而且影响多路接收信号的同时相加, 使有用信号主瓣展宽, 影响距离维分辨。4 2 指标要求

(1) 对单路接收通道带内幅度相位起伏的要求根据式(13) , 由成对回波引起的距离旁瓣为

A (dB ) =-20lg (

a 1b 1

+) a 0(14)

(8)

DBF 的复数权矢量为:W k =[W 1k , W 2k , %, W m ]T , 则DBF 处理机的输出为

Y k =X W =W X

效果, 通过改变子阵接收机信号取样时间延迟即可实现。

, 最低载频中心

T

T

(9)

为了达到上述的相控阵天馈系统中实时时间延迟线同样的

∃290∃

系统工程与电子技术2004年

5 宽带成像微波暗室实验

5 1 实验系统组成

实验系统组成框图如图3所示。

图2 接收机的幅相特性

对于给定的距离旁瓣, 求出允许的幅度相位误差, 如表1所示。

表1 允许的幅度相位误差

A /dB 01

20lg /dB

b 1/

-300. 533. 62

-27. 50. 74. 81

-250. 936. 03

-22. 51. 218. 59

-201. 5811. 46

有关参数如下。

目标1 介质球, 直径#=25cm ; 目标2 金属球, 直径#=20cm ;

相控阵天线 16&16单元, 天线口径0 5m &0 5m , 四位移相器;

扫频信号源(HP 83752B ) 产生瞬时带宽500MHz 线性调频信号。

5 2 实验内容与结果

(1) 一维距离像主瓣宽度、旁瓣电平随天线扫描角的变化图4给出了在电扫描范围0 ~30 时, 通过实验系统实际测得的目标一维距离像(此时两目标球相距约1m) 。实验结果表明, 在相同条件下, 随着天线扫描角的增大, 一维距离像的主瓣展宽、旁瓣增大。

若要求旁瓣电平为-25dB, 则允许的带内幅度与相位起伏分别为0 93dB 和6 。

(2) 对多路接收之间幅相一致性的要求

由式(13) 可知, 由于多路接收机之间相频特性曲线的斜b 0的不一致性, 多路接收机的信号不能同时相加, 因此合成后的信号包络已不再是矩形, 而是梯形。各路之间b 0的差值 b 0越大, 则同时相加的时间越短, 主瓣展宽也越严重。考虑到接收机的线性性质, 可将各路接收机的信号分别压缩后, 看成是在脉冲压缩接收输出端进行线性相加的结果。由此, b 0应小于 =1/B, 否则, 多路接收机的信号经脉冲压缩后将在时间上完全分开, 无法进行相加合成。因此, 对多路接收机之间相位特性斜率b 0的不一致性 b 0应加以限制。通常要求

b 0∀

即

b 0∃B ∀

(rad ) 10

(16)

1110B

(15)

b 0B 即为由于各路间相频性曲线斜率b 0不一致引起的相位误差 0, 因此

0= b 0∃B ∀

即

0∀5 7( )

这是从宽带成像的角度提出的对多路接收机相位一致性要求。事实上, 为保证相控阵天线的方向图性能也应对多路接收机幅相一致性提出要求。仿真研究表示, 一般应满足幅度误差小于1dB, 相位误差小于7 。因此, 总体上看, 要求多路接收机之间的幅度误差(即幅度不一致性) 小于1dB, 相

) 5 ~ 。

图4 一维距离像随扫描角的变化

(rad ) 10

(17)

(2) 一维距离像大不同距离下的分辨极限

图5给出了两个目标球间距从0 2m 增加到0 4m 时, 通过实验实际测得的目标一维距离像。实验实际测得的距离分辨率约为0 3m(未加权) , 与理论分析一致。

(下转第316页)

∃316∃

l =

10. 5&284. 7v p t =∋0. 139m 21024

系统工程与电子技术(12)

2004年

换进行频域 时域转换来测量天馈系统内部不连续性的方法, 并给出了具体的实现算法。该方法从频域测量结果中获取时域信息, 所获得的时域波形可以是天馈系统内部不连续性反射的时域波形, 也可以是探测不连续性随距离变化情况的所谓定位函数。与TDR 方法相比, 从频域测量结果中获取时域信息具有可以消除色散影响的优点。无论对色散系统还是无色散系统, 只要采用频域测量方法得到天馈线系统的不连续性反射系数, 就可以获取时域信息。这种方法不需要产生或检测上升时间小的波形, 也不受产生上升时间波形的技术水平的限制, 仅受信号源可提供的频率的限制。该方法适合于分析和测量传输线、天馈系统的不连续性, 定位精度可以根据需要来提高。

经过计算得出定位函数距离谱, 如图4

所示。

图4 采用Chirp Z 变换得到的定位函数距离谱

由图4可以看出, 在11. 67m 、55. 59m 和111. 73m 处有大的反射, 说明有不连续点存在, 但是在图3中11. 67m 和111. 73m 处回波损耗较小。这是由于FFT 变换的栅栏效应所致, 其距离分辨率低, 在l (m l 处出现了盲点。采用Chirp Z 变换, 距离分辨率提高了8倍, 细化了定位函数距离谱, 真实地反映了电缆线内部的不连续性。

参考文献:

[1]郭允晟, 苏秉炜, 方伟乔, 等 脉冲参数与时域测量技术[M ] 北

京:中国计量出版社, 1989

[2]胡希平, 李湘 微波阻抗与反射的计量测试[M] 北京:中国计

量出版社, 1988

[3]胡广书 数字信号处理! ! ! 理论、算法与实现[M] 北京:清华

大学出版社, 1998

[4]Bengt Ulriksson. Convers ion of Frequency Domain Data to the Time Do

main[J]. Proc. of the IEEE, 1986, 74(1) :74-77.

6 结 论

本文提出了一种综合运用TDR 和FDR, 采用Chirp Z 变

(上接第290页

)

图5 一维距离像的分辨极限

(3) 不同目标的距离像测试

图6、7分别给出了通过实验系统实际测得的介质球和金属球的一维距离像。实验结果表明, 不同目标的一维距离像有较大区别, 从而为目标识别提供了依据。

图7 金属球的一维距离像

准等问题。对这些问题深入研究的结果将另文给出。

参考文献:

[1]Wehner R. Donald High Res ol ution Radar [M]. Artech House. 1987[2]张光义. 相控阵雷达系统[M]. 北京:国防工业出版社, 1994. [3]林平苹. 实验ISAR 宽带系统的设计与实验[A]. 863 308主题十周

年汇报! !! 逆合成孔径雷达文集[C]. 1996.

[4]鹿国春. 实验ISAR 总体设计和实验[A]. 863 308主题十周年汇报

! ! 6 结束语

在相控阵雷达系统中实现大瞬时带宽是一个十分复杂的技术问题, 除应增大相控阵天线的瞬时带宽和减小通道的

幅相误差外, 还应解决信号处理、设备的稳定性和设备的校