基波分析法

第４１卷第８期电力电子技术Ｖｏｌ．４１，Ｎｏ．８Ａｕｇｕｓｔ，２００７

２００７年８月ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ

高功率密度ＬＬＣ谐振变换器的研究

方

宇，徐德鸿，张艳军

（浙江大学，浙江杭州３１００２７）

摘要：介绍了一种高功率密度、宽输入电压范围的ＬＬＣ谐振变换器设计方法。首先，通过基波等效模型分析了电

路的直流增益特性，并以此为依据讨论了宽输入电压范围的ＬＬＣ谐振变换器参数设计要点；然后，根据损耗分析和实验研究讨论了小功率电路设计中磁元件的重要性。最后，通过实验验证了上述分析结果。

关键词：变换器；谐振；控制中图分类号：ＴＭ４６

文献标识码：Ａ

文章编号：１０００－１００Ｘ（２００７）０８－００１６－０３

ＤｅｓｉｇｎｏｆＨｉｇｈＰｏｗｅｒＤｅｎｓｉｔｙＬＬＣＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＥｘｔｒａＷｉｄｅＩｎｐｕｔＲａｎｇｅ

ＦＡＮＧＹｕ，ＸＵＤｅ－ｈｏｎｇ，ＺＨＡＮＧＹａｎ－ｊｕｎ

（ＺｈｅｊｉａｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｈａｎｇｚｈｏｕ３１００２７，Ｃｈｉｎａ）

Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＡｈｉｇｈｐｏｗｅｒｄｅｎｓｉｔｙＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｄｅｓｉｇｎｗｉｔｈｅｘｔｒａｗｉｄｅｉｎｐｕｔｒａｎｇｅｉｓｐｒｅｓｅｎｔｅｄ．Ｔｈｅｄｅｓｉｇｎｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｆｏｒｔｈｅｒｅｓｏｎａｎｔｐａｒａｍｅｔｅｒｓｉｓｄｉｓｃｕｓｓｅｄ．Ｅｆｆｅｃｔｏｆｍａｇｎｅｔｉｃｃｏｍｐｏｎｅｎｔｄｅｓｉｇｎｏｎｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｉｓｓｔｕｄｉｅｄｂｙｌｏｓｓａｎａｌｙｓｉｓａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ．Ｔｈｅｐｒｏｔｏｔｙｐｅｗｉｔｈｓｗｉｔｃｈｉｎｇｆｒｅｑｕｅｎｃｙｈｉｇｈｅｒｔｈａｎ５００ｋＨｚｉｓｂｕｉｌｔｔｏｖｅｒｉｆｙｔｈｅｄｅｓｉｇｎ．

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｒｅｓｏｎａｎｔ；ｃｏｎｔｒｏｌＫｅｙｗｏｒｄｓ：

ＦｏｕｎｄａｔｉｏｎＰｒｏｊｅｃｔ：ＳｕｐｐｏｒｔｅｄｂｙＮａｔｉｏｎａｌＮａｔｕｒａｌＳｃｉｅｎｃｅＦｏｕｎｄａｔｉｏｎｏｆＣｈｉｎａ（Ｎｏ．５０２３７０３０）

１

引言

目前，小功率充电设备，如正激式电路，反激式

电路大多采用ＰＷＭ电路拓扑。这些充电设备的体积偏大，其中无源元件，即电容、电感、变压器的体积几乎占元件总体积的５０％。为了减小体积，提高功率密度，通常需要提高开关频率。然而，就传统硬开关的ＰＷＭ电路而言，提高频率意味着增加开关损耗，这将会严重影响电路效率。为了使电路能高效地工作在高频下，变频控制的谐振变换器正倍受青睐。已ＬＬＣ谐振变换器是一种新型的谐振变换器，

３］

成功用于分布式电源的后级电路中［１～。在此，将这种拓扑结构用于小功率充电设备中，通过合理设计，实现了电路在全电压范围、全负载条件下主开关管的ＺＶＳ和次级二极管的ＺＣＳ；保持电路在高频情况下高效地运行。同时，电路自身的结构使其非常有利于集成磁结构的设计。

图１小功率ＡＣ／ＤＣＬＬＣ谐振变换器

为了讨论方便，定义当只有Ｌｓ，Ｃｓ发生谐振时，ＬＣ的本征谐振频率为：ｆｓ＝１／（２π１）! ｓｓ）（当Ｌｓ，Ｃｓ和Ｌｐ发生谐振时，ＬＬＣ本征谐振频率为：（ｓｐｓ］ｆｍ＝１／［２π２）! 当ＬＬＣ谐振电路工作于ｆｍ＜ｆ＜ｆｓ频率范围内时，电路中的主开关管可实现全电压输入范围、全负载条件下的ＺＶＳ，可在高频工作情况下使开关损耗最小化；次级整流二极管可实现ＺＣＳ，这样可最大程度地抑制次级二极管的反向恢复损

图２ＬＬＣ谐振变换器的交流等效电路

这里采用图中Ｅ——耗［２，３］。

ｉｎ—输入电压的基波有效值，

［４］

基波等效法）Ｅｉｎ＝（Ｕｉｎ! ／π简化该电路的—变压器初级电压基波有效值，Ｅｏ——理论分析。图２Ｅｏ＝２! ｎＵｏ／π示出其交流等—电压型负载全波整流电路的Ｒａｃ——

２

效电路。由此交流等效负载，）Ｒａｃ＝ｎ２（８／πＲＬ

—

变压器的匝数比

ｎ——可推导，ＬＬＣ谐

振变换器的直流增益为：

２ＬＬＣ谐振变换器特点和参数设计

图１示出ＬＬＣ谐振变换器的拓扑结构。串联谐振电感Ｌｓ、串联谐振电容Ｃｓ和并联谐振电感Ｌｐ构成

整ＬＬＣ谐振网络，Ｃｓ也起隔直作用。在变压器次级，

流二极管直接连接到输出电容Ｃｏ上。

基金项目：国家自然科学基金资助（５０２３７０３０）定稿日期：２００７－０４－２５作者简介：方

宇（１９８３－），男，浙江慈溪人，硕士生。研究方向为高频电力电子技术。

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高功率密度ＬＬＣ谐振变换器的研究

Ｇｄｃ＝Ｕｏ＝１

ｉｎ式中ｋ＝Ｌｐ／Ｌｓ

１＋１１－

１

＋ｊ－Ｑｓ

（３）

按上述方法可选取ｎ＝３１，ｋ＝２，Ｑｍａｘ＝０．１６。电路的工作频率要求高于５００ｋＨｚ，并选取ｆｓ＝８７０ｋＨｚ。按

上述设计结果可计算电路的实际工作参数：Ｌｓ＝图３ｃ示出当电路参数１６０μＨ，Ｃｓ＝２２０ｐＦ，Ｌｐ＝３２０μＨ。确定后，由ＬＬＣ谐振变换器的直流增益和工作频率。图可见，电路的设计能满足频率和增益的要求。

——品质因数，Ｑ—Ｑ＝#ｓｓ／Ｒａｃ

——串联谐振频率，ｆｓ—ｆｓ＝１／（２π#ｓｓ）

在变换器设计中，根据增益和频率的要求选取ｎ，进而计算Ｌｓ，和Ｌｐ。而在ｎ，Ｑ，Ｌｐ和Ｌｓ的比值ｋ，Ｃｓ，Ｑ，ｋ

这３个参数中，应先确定ｎ。

如上所述，电路的工作频率在ｆｍ＜ｆ＜ｆｓ范围内，电路的特性最佳，所以要求串联谐振频率点的增益小于电路所要求的最低增益，即最高输入电压增益。有：

Ｇｄｃ≤Ｕｏ／Ｕｉｎｍａｘ＿ｄｃ把式（代入式（，即满足：３）４）

（ｆ＝ｆｓ）

（４）

３

损耗分析

由于介绍的ＬＬＣ谐振变换器用于小功率充电

设备，其功率等级小，所以效率非常敏感。按上述分析，在ＬＬＣ谐振变换器实现主开关管ＺＶＳ的同时，可满足次级二极管的ＺＣＳ，最大程度上抑制了开关损耗。此外，还有其他方面的损耗对电路工作效率的影响很大。首先按上述设计结果制作样机，通过测量电压和电流值，并结合磁设计参数，对电路进行损耗分析。ＬＬＣ谐振变换器的损耗主要含主开关管的通态损耗和关断损耗、Ｌｓ的铜损和磁损、Ｌｐ的磁损和铜损、变压器的磁损和铜损，以及次级整流二极管的导通损耗。选取３００Ｖ直流满载作为样本点，此时电路的工作频率为７００ｋＨｚ。

图４和表１分别示出损耗分析结果。计算效率为８０．５％，这与实测效率的７９％基本一致。从中可见，次级二极

图４损耗分析的结果

管的整流损图中１———ＶＭ的导通损耗

—ＶＭ的关断损耗２——耗占总损耗

的主要部分，—磁损Ｌｐｍ—铜损ＬｐＣｏ５——６———变压器磁损８———变压器铜损７——但考虑到应

—二极管通态损耗９——

用工况和成

本，所以不会采用同步整流技术来减少这部分损耗；其次，３个磁元件的磁损占总损耗的第二位。高频小功率的变换器中，磁性材料和磁通密度是决定磁损的

表１损耗分析

重要因素。磁芯

（不含ＭＯＳＦＥＴ的驱动损耗）

ＴＰ５Ａ和３Ｆ３５在

ＭＯＳＦＥＴ／ｍＷ６９

的５００ｋＨｚ～１ＭＨｚＭＯＳＦＥＴ关断损耗／ｍＷ３．７５

Ｌｓｍ磁损／ｍＷ１３５工作频率范围内，

ＬｓＣｏ铜损／ｍＷ１１．６都具有较好的电气

Ｌｐｍ磁损／ｍＷ２７０

特性。ＬｐＣｏ铜损／ｍＷ１５．６

变压器的磁损／ｍＷ图５示出变１３５变压器的铜损／ｍＷ４０压器磁通密度’Ｂ的变化对效率的影响。可见，’Ｂ

从

二极管的导通损耗／ｍＷ总损耗／ｍＷ输出功率／ｍＷ效率／％

４８０１１６０４８００８０．５

—磁损Ｌｓｍ３——

—铜损ＬｓＣｏ４——

（ｎ≥Ｕｉｎｍａｘ＿ｄｃ／２Ｕｏ５）

另一方面，在次级输出电压一定时，变压ｎ越大，器初级电压ｕｐ也越大，这将导致变压器磁损增加，同时也会使Ｌｐ的磁损和铜损增加，这些损耗在小功率开关电源中是非常敏感的，所以只要ｎ能满足轻载的最低增益即可。图３ａ示出Ｑ，ｎ固定，ｋ变化时的Ｇｄｃ曲线。可见，在相同频率变化范围内，ｋ值越小，Ｇｄｃ的变化越明显，这非常有利于宽输入电压范围的调节。但是，若ｋ值越小，则在Ｌｓ一定的情况下，这表Ｌｐ的值越小。明在其他条件一定的情况下，流过Ｌｐ的电流及主开关管的关断电流越大，由此会导致Ｌｐ的铜损、磁损以及主开关管的关断损耗增加。所以，ｋ的取值要考虑两方面的折衷。图３ｂ示出ｋ，可ｎ固定，Ｑ变化的增益曲线。见，Ｑ值越大，ＬＬＣ谐振变换器的最大直流增益越小；随着负载的加重，所以Ｑ值必须满足满载时Ｑ值越小，

最大增益的要求，即输入电压最低。当ｎ，ｋ，Ｑ，ｆｓ确定后，通过计算可得到实际电路所需的Ｌｓ，Ｃｓ，Ｌｐ参数值。现以一个具体的小功率ＬＬＣ谐振变换器为设计实例进行分析，其设计要求是：①输入电压为８５～２６５Ｖ交流，经过整流后为７０～３７０Ｖ直流；②输出电压为６Ｖ直流；③输出电流为２００～８００ｍＡ；④ｆｓ＞５００ｋＨｚ。

图３ＬＬＣ谐振变换器的增益曲线

５８ｍＴ升高到

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２００７年８月ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ

１３８ｍＴ时，变换器的整机效率下降了约１０％。在主电路参数确定的情况下，增加

图５变压器! Ｂ

的变化对效率的影响

变压器的绕组是

减小! Ｂ的唯一途径。但是，一方面绕组的匝数受限于磁芯的窗口面积；另一方面，绕组匝数的增加也会带来变压器铜损的增加，所以需考虑两方面的平衡。

总之，! Ｂ的选取对小功率Ｌｓ和Ｌｐ也存在类似问题。

ＬＬＣ谐振式变换器效率的影响非常关键，合理地选

取磁芯材料和! Ｂ非常重要。

４

集成磁结构

除了提高电路的开关频率，磁集成是实现压缩磁

图７

实验结果

６

结论

元件总体积，提高磁元件总空间利用率的有效途径。ＬＬＣ谐振变换器中３个磁元件在电路中的分布位置非常有利于集成。在小功率场合可采用最常规的结构进行集成，即用变压器的漏感实现Ｌｓ，用变压器的励磁电感来替代Ｌｐ。为了得到足够大的漏感量，采用将初次级分为上下层来绕制。图６示出ＬＬＣ集成磁的

结构。同时，通过Ａｎｓｏｆｔ仿真确定气隙值。当气隙为

在频率为５００ｋＨｚ０．４ｍｍ时，

的条件下，漏感为１５９．７μＨ，

图６ＬＬＣ

集成磁的结构励磁电感为３２０．３μＨ。

研究了ＬＬＣ

谐振变换器用于小功率充电设备，即宽输入电压范

围的适应性；详细讨论了谐振变换器参数的设计要点。通过损耗分析和实验方法，研究了磁元件设计对

效率与Ｕｉｎ

的实验结果

效率的影响。通过图８频率、实验验证了理论设计。样机的工作频率大于５００ｋＨｚ，且能在全电压范围和全负载条件下实现主开关管的在５０％负载、ＺＶＳ和次级二极管的ＺＣＳ。此外，７５％负

载和满载情况下的效率均超过７０％。

参考文献

［１］

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５

实验结果

按上述设计和分析结果，电路的具体参数：输入

滤波电容Ｃｉｎ＝２×，变压器匝４．７μＦ，Ｃｓ＝２２０ｐＦ（ＭＬＣＣ）比为１５５∶磁芯ＴＤＧＴＰ５Ａ），其中Ｌｓ＝１６０．３μ５∶５（Ｈ，Ｌｐ＝３２０μＨ，Ｃｏ＝１００μＦ／２５Ｖ＋４．７μＦ／１６Ｖ。图７示出不同输入电压下带载时上管ＶＳ１的驱动电压ｕｇｓＶＳ１、漏源电压ｕｄｓＶＳ１及ａ，输出电流ｉｐｂ两点的输出电压ｕａｂ、的实验波形。可见，无论Ｕｉｎ＝１５０Ｖ，还是Ｕｉｎ＝３００Ｖ，电路中主开关管的软开关特性良好，电路的主要电流、电压波形与理论分析一致。

图８ａ，随Ｕｉｎ的变化。ｂ示出工作频率ｆｓ和效率η图８ａ中，可见，４条代表了４个不同的负载点。ＬＬＣ谐振式变换器的ｆｓ随Ｕｉｎ的变化而变化，基本不随着负载的改变而改变。图８ｂ中，４个负载点的平均效率达到７２％以上，基本符合这一功率等级的效率要求。其中，电路在满载、全电压范围７５％负载和５０％负载下，的效率都超过了７０％；而在２５％负载下，效率有点偏低。这是因为在轻载下有一部分损耗，基本不随负载的变化而变化。

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